Konzol Blog (Hifi és ilyesmi)

Általában 4-6 előerősítőm van, amelyeket cserélgetek, amíg módosítom, vagy tuningolom őket. Nem emlékszem a pontos számra, de körülbelül 20-30 különböző előerősítőt építettem. Hadd osszam meg a legfontosabb, kulcsfontosságú dolgokat, amelyeket ennek eredményeként megtanultam. Ami a katódba kerül, az ugyanolyan fontos (vagy még fontosabb), mint az anódban lévő terhelés. Valahogy ez nyilvánvaló, mivel technikailag a jelingadozás a rács és a katód között „mu”-szor nagyobb, mint az anódé. Nem újdonság, hogy a különböző munkapont beállítási módok nagy hatással vannak a hangzásra. Én személy szerint jobban szeretem, ha nincs átblokkoló elektrolit kondenzátor a katódban. Ez egyszerűen azért van, mert (mint sokan közületek) hallom annak hatását. Azonban egy kisebb, jó minőségű bemeneti vagy kimeneti kondenzátor sokkal kevésbé befolyásolja az általános hangzást. Anélkül, hogy darázsfészekbe nyúlnék, azt kell mondanom, hogy nincs rögeszmém az alkatrész választással kapcsolatban (pl. drága speciális kondenzátorok használata, stb.). Azonban a barátommal és zenésztársammal, Andy Evansszel folytatott beszélgetés során azt tapasztaltam, hogy a katód ellenállások (vagy előfeszítő diódák) jelentős hatással van az általános hangzásra. Ezt nem tudjuk mérni, de sokan halljuk a különbséget. Bár tetszett az akkumulátor és a LED előfeszítés, először is azt tapasztaltam, hogy az izzószál munkaponti előfeszítése jobb hangú. Különösen jók a magas minőségű huzal ellenállások (pl. néhány NOS orosz katonai típust-t használok). Nemrég azt is tapasztaltam, hogy néhány SiC dióda itt ugyanolyan jól vagy még jobban szól. A lényeg ezzel kapcsolatban az, hogy gondosan ügyeljen a katód ellenállásra, és nyilvánvalóan ugyanazon az okok miatt, amelyek miatt ugyanezt kell tennie az fűtés kialakításakor is. A fűtés kialakítása Rengeteg vita folyt erről a témáról, mivel a fűtőszál maga a katód a DHT-ban. Guido Tent és Rod Coleman részletesen foglalkozott ezzel, és nem áll szándékomban foglalkozni a mögöttes ismeretekkel. A legjobb eredményeket úgy értem el, ha lengő fojtó bemenetű tápegységeket, egyenáramú fűtést használtam fűtés-szabályozókkal, mint például amilyet Rod Coleman kínál, és szükség esetén kissé aláfűtve a csövet. A következő dián részletesebben kitérek erre. A DHT előerősítők megvalósításának egyik legnagyobb (ha nem a legnagyobb) kihívása a zajszint minimális szinten tartása. Ez egyáltalán nem könnyű. Mint minden előerősítő/vonal-fokozat esetében, gondosan ügyelni kell a földelés kialakítására. Ennél is fontosabb, hogy a DHT-k esetében a kihívás maga a DHT zavarérzékenysége és a mikrofónia. Egyes csövek hajlamosabbak a búgásra, mint mások. Némelyik egyáltalán nem is használható. Nem vagyok nagy rajongója annak, hogy faraday kalitkát alakítsanak ki a DHT körül. Kinek ne tetszene, ha a csövei jól láthatóak? Ami igazán jól működik, az a több dobozos megközelítés. A táptranszformátorok, egyenirányítók és fojtótekercsek távolabb tartása a csőtől és a bemeneti áramkörtől nagyszerű megközelítés a nagyon alacsony zajszint eléréséhez. A vastag alumínium vagy akár fa szerelő lap is nagyon jól elnyomja a mikrofonzajt. A gumi rögzítőeszközök (pl. csillapító blokkok) használata is, de a szerelő lemez tömegének növelése varázslatos hatású. Az általam preferált topológiák/anód terhelések Az egyik legjobb hangú áramkörnek a hibrid mu-követőt találtam (más néven „gyrator”, ami helytelen megnevezés, amikor a kimenetet a mu-csatlakozásról veszik). Ez a legfontosabb témakör ennek az előadásnak további részében.

A hőtágulás miatt – a magas hőmérséklet azt jelenti, hogy az izzószál „lazul”. A Steve's Bench eredményei: a DHT-eszközök fűtőszálának aláfűtésével a cső karakterisztikái nem csak állandó mu-t, hanem állandó gm-t és állandó rp-t is mutatnak, így lényegében megszűnik az összes torzítást okozó mechanizmust. A tóriummal bevont volfrám katód túlmelegedése nagy áramú üzemmódbanproblémát jelent, de az oxid katódok emissziója általában NAGYON erőteljes, így soha nem „szűnik meg a tértöltésük”, és nincs gond ha +/-10%-kal, vagy akár +/-20%-kal eltérünk a névleges fűtő feszültségtől. A katód élettartama valószínűleg csökken, de a katód tértöltésének eltűnése nem valószínű, ha az alulfűtött cső az előerősítőben szokásos anódárammal üzemel. Az élettartam lecsökken, mert az oxid-katódos rendszerekben a fűtőszál felületén a bárium áramlása lelassul a névleges fűtőteljesítmény alatti hőmérsékleten. A bárium a katód mélyétől a felületéig vándorol, a hőmérséklet hatására. Az izzószál névleges teljesítménye határozza meg a hőmérsékletet, és ez határozza meg a bárium vándorlási sebességét. Ez az oka annak, hogy a túlfűtés olyan rossz – a báriumot az egyszerűen leégeti. Alacsony hőmérsékleten nem jut el elegendő bárium az emissziós felületre; végül a felületi bárium túlságosan kimerül, és a kibocsátás csökken. ez bizonyos mértékig korrigálható, ha egy ideig ismét normál feszültségen fűtjük a csövet. A 01a-t 200 mA fűtőárammal (-20%) használtam néhány évig anélkül, hogy káros hatással lett volna a cső élettartamára. Az eszközök gondos kiválasztásával és a korábban említett technikák alkalmazásával a mikrofónia csökkentésére azonban visszatértem, hogy közel névleges feszültségen működjön. Ezt a technikát inkább az oxidszálas DHT-k, például a 4P1L esetében használom, amelyek a mikrofónia szempontjából problémásabbak.

A szilikon-karbid (SiC) diódák használata a DHT munkapontjának beállítására főként néhány meghallgatás eredményeként jött létre. Sok esetben népszerű a LED-es munkapont beállítás, a SiC tapasztalataim szerint sokkal "jobb hangú". Alacsony áramerősséggel jól működnek, és az Rds növekedése minimális. Alacsony áramerősséggel (pl. 3-4 mA egy 01a fokozat esetén) működtetésük nem okoz mérhető további torzítást a karakterisztika alsó, könyök környéki munkapontján sem. A Cree C3D02060F diódája különösen jó hangú. Ez az egyik kedvencem. Izzószál előfeszítés A C3D02060F SiC dióda hőellenállása körülbelül 13,8 C/W a lapkától a tokozásig. Az adatlap nem határozza meg a termikus ellenállást a lapkától a környezetig. Akárhogy is, egy TO220 esetében ez körülbelül 62 C/W. Ha a lapkát 150 C-nál nem magasabb hőmérsékleten szeretné tartani 25 C-os környezeti hőmérséklet mellett, akkor ez körülbelül (150-25)/62 = 2W disszipált teljesítményt enged meg a diódán. A feszültségesés körülbelül 0,9 V a SiC-n, és a lapka hőmérsékletének emelkedésével növekszik. Elméletileg hűtőborda nélkül kb 2A engedhető meg. Egyéb esetkben esetben elegendő egy kicsi felpattintható TO-220 hűtőborda.

Az évek során az audiofilek világszerte széles körben kihasználták a DHT-t előerősítők és vonal szintű fokozatokban. Ahogy néhány diával korábban említettem, az egyik leggyakrabban használt topológia a fűtőszál előfeszített, transzformátoros munkaellenállású áramkör. A 26, 01a illetve a 10Y/VT-25 csövek a legnépszerűbbek. A kiváló minőségű "step-down" transzformátorok viszonylag alacsony kimeneti impedanciát biztosítanak, és lehetővé teszik a fokozat számára a hangerőszabályzók és teljesítmény erősítők meghajtását. A transzformátor minősége kulcsfontosságú, és jelentős mértékben meghatározza a fokozat hangját. Ha nagyobb erősítésre van szükség akkor fojtó tekercses használata munka ellenállásként nagyon népszerű. Mindkét esetben a nagy anód ellenállású DHT-k kihívást jelentenek a kimenő transzformátor (OPT) vagy a fojtó számára a megfelelő frekvenciamenet biztosítása érdekében. A nagy anódellenállás magasabb primer induktivitást és ennélfogva megnövekedett szivárgási impedanciát jelent a szükséges tekercs mérete és geometriája miatt. A frekvencia menet elromolhat, szóval itt nincs ingyen ebéd. Az áramgenerátort (CCS-t) azért használják munkaellenállásként, hogy javítsák a tápfeszültség elnyomást, és laposabb munkaegyenest biztosítsanak a triódának, így javítva a fokozat linearitását. Az átlagos CCS-k nem olyan "jó hangúak", mint egy jó minőségű fojtó vagy kimenő transzformátor. Ennélfogva az audiofilek egy része elutasítja a használatukat. Az elutasítás helyett különböző CCS-ekkel kísérleteztem, ami végül elvezetett ahhoz a topológiához, amelyre a továbbiakban kitérek.

A soros push-pull, totem oszlop - totem pole- topológia mindenki számára jól ismert. Bár a „söntölt szabályozott push pull” (SRPP) név a 90-es évek környékén ragadt rá, ezt a topológiát különböző neveken ismerik a totem oszloptól az SE push pull-ig (SEPP). Eredetét az 1940-es évekre vezethető vissza (az USA szabadalom „kiegyensúlyozott egyen- és váltóáramú erősítő”, és TV-áramkörökben volt használatos, de a későbbiekben valahogy elvesztette a népszerűségét. Egyik változata a mu-follower, és itt egy általános változat látható. Ez az áramkör alacsony kimenő impedanciát és nagy feszültségerősítést biztosít ami közel van a mu-hoz, innen is a neve. A kimeneti impedancia alacsony és független az alsó triódától. Közelítőleg 1/gm (gm a felső trióda). A fokozat torzítása minimálisra csökkenthető ha egy adott terhelésre kiegyensúlyozott és optimalizált, ebben az esetben az Rμ értékét egy adott terheléshez kell megválasztani. Nagyobb terheléseknél ehelyett az SRPP (vagy SRPP+) topológiákra van szükség, amelyek nagyon alacsony torzítás mellett is elegendő áramot tudnak biztosítani. Ebben az esetben a katódellenállás az áramkör része marad (nagyobb linearitás és jobb hangzás), és az Rμ-t a terhelő impedancia figyelembevételével optimalizálni kell Az SRPP a nyugalmi áram 2-szeresét is képes leadni, míg a μ-követő kimenő árama az Rμ nagyobb értéke miatt közelebb kerül az üresjárati áramhoz. Az Rμ-t az U1 a C1-en keresztül utánhúzza, amivel nagy impedanciájú terhelést biztosít az alsó triódának. Az áramkör felső része valójában egy impedancia sokszorozó. A terhelés nagyobb impedanciaként jelenik meg az Rμ értéke és a felső eszköz 1/gm értéke miatt. Optimalizált (SRPP) esetén a terhelés 2*RL-ként látszik, mintha mindkét eszköz ugyanazon a terhelésen osztozna. Minél nagyobb az Rμ értéke, annál kisebb a torzítás, és annál nagyobb az egyensúlyhiány az eszközök között, mivel a felső trióda végzi el a munka nagy részét. Bár ez az áramkör kisebb értékű terhelések meghajtására szolgál, és a push-pull topológia pazarlásnak tűnik az erősítő bemenetének meghajtásakor (50K-100k), ennek a fokozatnak a teljesítménye és a hangja az, ami igazán ösztönzött arra, hogy tovább kutassak. Ha a felső triódát pentódára cseréljük, aminek konstansabb a gm-je, akkor a megnövekedett utánhúzó hatás miatt kisebb lesz a torzítás, és javul a tápegység zajának elnyomása. Azonban a pentóda használata bonyolultabbá is teszi az áramkört.

A 2000-es évek elején az audiofilek az előző dián bemutatott mu-follower hibrid változatát építették. Nagy előrelépés volt, hogy a felső eszközt nagyfeszültségű kiürítéses MOSFET-re cserélték (növekményes módusúval is működik). A nagyfeszültségű alkatrészek elérhetővé válása több embert arra késztetett, hogy megvizsgálják a különböző FET-eket. Ha a kimenetet az anódról veszik, az áramkör egy sima SE fokozat, fix feszültségű CCS-terheléssel, amelyet tévesen neveztek el „gyratornak” a fojtóhoz hasonló frekvencia tartománybeli viselkedés miatt. Ez valahogy zavart keltett. Nyilvánvaló, hogy amikor a kimenetet a T1 forrásából veszik, az áramkör egy totem-pole mu-follower. Az első verzióm a 4P1L csőhöz készült. Ezzel a topológiával tisztább, részletezőbb hangot kaptam. Sok éve használom a lengő fojtós tápegységeket nyers egyenfeszültség előállításához a tápegységekben, fűtő áram szabályozókat (Rod Coleman), valamint fűtőszál-előfeszítéses munkapont beállítást, ezek az előerősítők egyik legjobb hangzású elemei.

Sok évnyi kísérletezés során ezzel a topológiával, megépítve és meghallgatva azokat, a következő változtatásokat végeztem az áramkörön. Feszültségreferencia cseréje áramgenerátor (CCS) vezérelt referenciára: Stabilabb referencia érhető el az általánosan használt LND150-ekkel készített kaszkód párral A FET CCS hőmérsékletfüggésének optimalizálása érdekében gondosan megválasztott stabil áram referenciafeszültséget ejt az R4-en. Ez javította a tápegység zajelnyomását a kaszkód áramgenerátor nagy impedanciája miatt. Kaszkód FET pár használata A a mu-follower felső FET-jénk kaszkódra cserélése lehetővé teszi, hogy a megfelelő alkatrészt használjuk az eltérő feladatokhoz megfelelő. A kaszkód felső nagy feszültségű alaktrészére jut a terhelés nagy része. Ez lehetővé teszi gondosan választhatunk az alacsonyabb pozícióba alkatrészt (J4), amely jobb tulajdonságokkal rendelkezik, mint a felső nagy feszültségű rész. Ez magasabb gf-t, valamint nagyon alacsony Crss-t és Coss-t jelent. Jelentősen javíthatjuk a nagyfrekvenciás vislkedést, valamint tovább csökkenthetjük a kimeneti impedanciát (1/gfs). A kaszkód javítja a nagyfrekvenciás működést, lehetővé teszi hogy nagy feszültséget használjunk. A nagyfeszültség ingadozásai az M3 drain elktródájára kerül. Az M3-ra jut majd a teljes feszültségesés, ami azt jelenti, hogy általában hűtőbordára (TO-220) kell szerelni a nyugalmi anódáramtól függően. A jó teljesítmény érdekében az M3-ra mindig legalább 20-25V feszültség jusson, legyen a tápfeszültség megfelelően nagy a kívánt kimenő jeltől függően, hogy elkerülje az alacsony VDS miatt megnövekvő kúszó szivárgási kapacitások okozta sávszéleség csökkenést. Ezenkívül vannak olyan speciális nagyfeszültségű kiürítéses módusú FET-ek, mint például az IXT08N100D, amelyek magasabb VGS(off) értékkel rendelkeznek, mint az általánosan használt DN2540. Ez lehetővé teszi az alsó FET számára, hogy magasabb VDS feszültséggel működjön, ami azt jelenti, hogy a parazita kapacitások minimálisak (Crss és Coss). Van az áramkörben néhány védődióda, amelyek használata kötelező. Egyes eszközökben (pl. BSH111BK) a gate a source közt védő Zener diódák (D1 és D2) az alkatrész részét képezik. Bár normál üzemben az M3 garantálja az alacsony VDS-szintet a J4-hez, úgy találtam, hogy a D3 beépítése kötelező a J4 bekapcsoláskori védelme érdekében. Hangzatosan szólva, mindig igyekszem a C1-et a lehető legalacsonyabb értékűre választani. Körülbelül 100nF jól működik, amihez az R6-nak 10M-nak kell lennie. Egy jó teflon vagy fólis kondenzátor jól működik, nem igényel csillogó és drága alkatrészt. Hasonlóképpen, a Kiwame vagy a TAKMAN fémfólia ellenállások használatát az Rmu-hoz (R7) találtam az egyik legjobb választásnak.

 

Néhányan feltehetik a kérdést: „mi értelme vesződni a gyrátor extra bonyolultságával, ha egy egyszerű CCS-t is használhatunk?” Ebben a táblázatban összefoglalom a főbb összehasonlítási területeket. Az összehasonlítás a CCS a hibrid μ-follower közötti, mert a terhelés a μ kimenthez kapcsolódik a nem pedig az anódohoz. A CCS állandó anódáramot biztosít, amely nem változik, függetlenül attól, hogy a cső paraméterei például az öregedés miatt megváltoznak. A μ-follower viszont az anód feszültségét rögzíti, nem az áramát. Ez jobb lehet azokban az esetekben, amikor DC-csatoljuk a kimenet. A cső öregedése miatt csökkenő emissziónak nincs lényeges hatása a fokozat működésére, kivéve az anód nyugalmi áramának csökkentését. A fő különbség a kettő között a kimeneti impedancia. A CCS-ben főleg az anódellenállás játszik szerepet, ami ha nagy, akkor a terhelés értékétől függően gondot okozhat. A csatolókondenzátor mérete is nagyobb lesz. A CCS anódterhelésként SE áramkört hoz létre, míg a hibrid μ-follower push-pull. Ez jobb reaktív terhelés (pl. kábel vagy transzformátor) meghajtására, mivel képes áramot szolgáltatni a terhelésnek és szükség szerint el is tudja nyelni a terhelésből származót. A komplexitás szempontjából a CCS egyértelműen nyerő, ha egy kaszkód kiürítéses FET-párt használunk, amikkel egy különösen egyszerű mindössze két pólusu alkatrészt kapunk. A hibrid μ-követő viszont rendelkezik egy CCS-vel a referenciafeszültség előállításhoz és egy kondenzátorral. A másik fő különbség az, hogy milyen típusú terheléseket tudunk hatékonyan kezelni. A μ-követő optimalizálható és SRPP fokozattá alakítható, ha az „Rμ” ellenállást (R7) egy adott terheléshez hangoljuk. Ennél is fontosabb, amint azt korábban tárgyaltuk, az anódra által látott terhelés megszorozódik „Rμ utánhúzással”. A CCS esetén a terhelés párhuzamosan kapcsolódik a cső Ra ellenállásával, ami növeli a torzítást.

Két LND150 kaszkód kapcsolása jelentősen csökkenti a kimeneti vezetőképességet (Gos), amely így kiváló áramszabályozást biztosít a nagy feszültség változás esetén. Az egyik fontos megjegyzés, hogy a CCS-t az LND150 hőmérsékleti együtthatójának figyelembevételével kell megtervezni. Linden T. Harrison a Current Sources & Voltage References címmel publikálta, hogyan lehet a legjobban megbecsülni bármely jFET nulla hőmérsékleti együtthatójó munkapontját egy CCS-ben. Időt szántam arra, hogy felkutassam és megmérjem az LND150 néhány mintapéldányát. Azt tapasztaltam, hogy az IDZ-nek valahol 300 és 500 uA közt kell lennie. A jobb oldalon látható a közzétett adatlap grafikonja, amely 500 uA-hez közelíthet. Ha azonban figyelembe vesszük a FET-paramétereinek szórását, akkor ezen a ponton eltérésre kell számítanunk, ahogy a fenti tesztelt példámban látható. A VGS(off) és az IDSS is változik a hőmérséklettel, valójában a VGS(off) negatív hőmérsékleti együtthatója -2 mV/C, ha nem kell nagyon szorosan tartani a nyugalmi anódfeszültséget, az Rs változása nem olyan kritikus. Ha messze eltér az IDZ-ponttól, néhány voltos feszültség drift maximumot kaphat, ami a legtöbb ilyen áramkörben nem túl kritikus. Beépítettem egy 5K-s trimmer potméter az Rs-hez (P1), hogy beállíthassam a feszültségtartományt egy adott R4-hez (amely általában a 220K és 390K közti tartományban van).

Habár rengeteg matematika van az SRPP/Mu-követő áramkörök mögött, amelyeket John Broskie és Merlin Blencowe jól feldolgozott [6. hivatkozás], csak néhány pontot emelek ki, amelyek leginkább a hibrid mu-follower-ekre vonatkoznak. Először is a hibrid mu-follower aszimmetrikus jellege miatt ebben az áramkörben 2 különböző transzkonduktivitású eszközünk van. A gyakorlatben még a legalacsonyabb gfs jFET (pl. LSK170/BF862) használatával is 5-10-szer nagyobb transzkonduktivitás érhető el, mint az általunk U1-ként használt tipikus DHT-k bármelyike. A hibrid mu-follower egyensúlyához az Rμ-t az U1 gm inverzére kell beállítani. Általában az U1 gm értéke valahol 1-2 mS körül van. Tehát Rμ értékének valahol 500-1K között kell lennie. A használt csőtől függően 470R és 1K5 közötti tartományt használtam. Természetesen minél nagyobb Rμ, annál nagyobb lesz a terhelés impedanciaszorzó hatása U1-re, így a torzítás csökken. A trióda és a MOSFET között azonban nagyobb lesz az áramok kiegyensúlyozatlansága. Az áramerősség is csökken, ami a használt terheléstől függően problémákat okozhat. Ha ezt az áramkört nagy impedanciájú terhelés meghajtására akarjuk használni, akkor rendben van. A kimeneti impedancia egyszerűen az anódellenállás és a mu-ellenállás összege, majd az impedancia „csökkentési” effektus alkalmazása (1+Rmu*gfs) a felső eszközből. Ez a képlet azt sugallja, hogy minél nagyobb a MOSFET gfs-je (üresjárati áramnál), annál kisebb a kimeneti impedancia. Ha az anód ellenállása kicsi, és ha Rμ*gfs >> 1, akkor a kimeneti impedancia megközelítőleg 1/gfs, ami általában 50 ohm vagy kisebb a használt FET-től függően.

A maximális kapacitás amit a 01a cső 10V kimeneti csúcsfeszültség és 3mA áram esetén meg tud hajtani körülbelül 470 pf 100kHz-es felső határfrekvencia mellett.

A 2P29L egy igazi "alvó cső". Sok éven át használtam a 4P1L-t, ami remek cső, de a mikrofóniája zavaró lehet. A 2P29L-nek van néhány kulcsfontosságú tulajdonsága, amelyek ideálissá teszik az előerősítő csőnek. A fűtése sokkal kisebb áramot igényel 120 mA/2,2 V, és a cső egyáltalán nem mikrofóniás! Az anód ellenállsa ugyan nagyobb, 2,8-3KΩ-os és 3mA/V a transzkonduktivitása triódának kapcsolva, az erősítés hasonló a 4P1L-hez. A μ 9-10 körül van. Ennek a csőnek az a legfontosabb tulajdonsága, hogy nagyon szépen szól. Nagyon átlátható és részletes. Számomra nagyon közel áll a kedvenc DHT-jaimhoz a tórium volfrám fűtőszálú : 01a és 801a/10Y-hoz. Készítettem egy NYÁK-ot, amely a hibrid μ-follower legtöbb alkatrészét tartalmazza, kivéve a fűtés szabályozót, és kimeneti csatoló kondenzátor és a katód - fűtőszál - munkaponti előfeszítő ellenállását. Kicsit túlhajtom ezt a csövet, de úgy találtam, hogy 15-20 mA közti nyugalmi anódáramnál szól a legjobban. A katód előfeszítő ellenállása SiC dióda sorra is cserélhető, és ahogy azt azutóbbi időben megtapasztaltam jobban is szól. A fokozat fejhallgató erősítőként is használható, egy Sowter amorf magú transzformátorral illesztve az impedanciákat a fejhallgatóknak megfelelőre. Ha behangolja a „μ” ellenállást, akkor ez a fokozat egy 300 Ω-os fejhallgató közvetlen meghajtására is alkalmas. Nyilvánvalóan módosítania kell a C2 értékét, a kimeneti teljesítményt a 2P29L korlátozza. Mérési szempontból a harmonikus profil nagyon szépen csillapodó H2 és H3 harmonikusokkal. A frekvenciaátvitel nagyon jó, akár 500 kHz-es sávszélesség is elérhető 100 KΩ-os terhelés mellet. Ez egy gyönyörű fokozat, amelyet megépítésre ajánlok. Sok más példát és képet találhatsz a blogomban (www.bartola.co.uk/valves)

Ezzel az összefoglaló táblázattal az a célom, hogy magas szintű útmutatót adjak Önnek, amelyek azok a DHT-k, amelyek tapasztalataim alapján a legjobban működnek. Tartalmazza a technikai adatok és a meghallgatási benyomások kombinációját. Végül is az ízlés személyes dolga, ezért ne tekintse végsőnek, és kísérletezzen saját maga. A RAG valószínűleg magától értetődő a mikrofonzaj szintjét illetően: PIROS: nagyon rossz, BOROSTYÁN: extra „segítséggel” kezelhető és ZÖLD: nagyon alacsony Az aktuális hajtásnál a RAG a következő: 1. ZÖLD: 10 mA felett 2. Borostyánsárga: 3 és 5 mA között 3. Piros: 3mA alatt A hangszín és a részletek szubjektívek. Ez a saját munkám eredménye ezeknek a színpadoknak az építése és hallgatása az évek során. Amiket nem találtam jónak: 30/30sp, 3B7, 2Ж27Л / 2Z27L

A DHT hangzás egyedülálló, a részletessége és a hangszíne, amely életre kel a rendszerünkben, mindenképpen megéri a fáradságot. Tényleg el kell ezt mondanom az ETF-en? Egyértelműen nem! Bár egy DHT előerősítő nagyon egyszerű áramkör, és sok kezdő könnyen megbirkózik vele, a bonyolultságot a tápegységek és különösen az fűtés tápegységei jelentik. Ha nagy figyelmet fordítasz a tervezésükre és az alkatrészek kiválasztására, jelentősen javul az előerősítő teljesítménye és hangzása. Válassza ki a megfelelő topológiát a rendszeréhez. Ha félvezetős erősítője van alacsony bemeneti impedanciával, vagy hosszú kábeleket vagy hangerő szabályzót kell meghajtania, a DHT és a hozzá tartozó előerősítő topológia kiválasztásakor figyelembe kell vennie végponttól végpontig terjedő rendszer követelményeit. Itt nem létezik egy mindenre megfelelő megközelítés. Végül pedig ne féljen a homoktól! A szilícium a megfelelő helyeken nagyon jól tud teljesíteni. CCS-ként, vagy amikor nem végez feszültség erősítést (pl. követő). Sok máshoz hasonlóan úgy találtam, hogy előnyösen használhatóak az áramkör jellemzőinek javítására (pl. fűtés-szabályozók, anódterhelések és kimeneti forráskövetők) Kísérletezzen, amennyit csak tud, elképesztő, hogy mennyit tanulhat minden alkalommal!