Konzol Blog (Hifi és ilyesmi)

Vegyünk egy általános "követőt":

V_in -- bemeneti jel amplitúdója, V; V_d -- feszültség a katód-anód, az emitter-kollektor vagy a forrás-nyelő közt, V; R_L -- AC terhelés ellenállása, párhuzamos a katód előfeszítő ellenállással és a váltakozó áramú terhelés ellenállásával, kOhm; R_g -- jelforrás ellenállása, kOhm; I₀ -- nyugalmi előfeszítő áram (DC komponens), mA; S – egy aktív eszköz transzkonduktanciája, ahol alkalmazható, mA/V; µ – egy aktív eszköz erősítési tényezője, ahol alkalmazható; B -- bipoláris tranzisztor közös emitter áramerősítése, "béta"; D -- torzítás (nemlinearitás), arány, nem %.

A következő nyers összefüggések használhatók egy követő nemlinearitásának (csak 2. harmonikus) szűmításához különböző aktív eszközökhöz: bipoláris tranzisztor (BJT), térvezérlésű tranzisztor (FET), elektroncső (trióda)

1. Bipoláris tranzisztor

Egy emitter követőhöz:

D = ½ × (0,025 V / (R_L × I₀ ) × (V_in / ( R_L × I₀ ) + (R_g / R_L ) × ((0,05...0,2) / B) × (V_in / ( R_L × I₀ ) (1)

Az első tag az emitter átmenet nemlinearitásához kapcsolódó torzítást, a második tag -- a kollektoráram változásával járó béta változás okozta torzítást írja le. Ennek nagysága a tranzisztor típusától függ, ezért valamilyen 0,05...0,2 tartományt feltételezünk. A 0,025 V egy tranzisztor termikus feszültsége. Például I₀ = 1mA, V_in = 1V, R_L = 2K emitter nemlinearitása a torzítás 0,3%-át adja (az egyenlet első tagja). R_g = 10K és béta B = 200 mellett még 0,05...0,25% torzítást adunk hozzá (az egyenlet második tagjából). A torzítás végül is nem olyan alacsony.

2. Térvezérlésű tranzisztor

Forráskövető:

D = ¼ × (1 / (S × R_L )) × (V_in / ( R_L × I₀ )) + (0,1...0,5) × (V_in / V_d ² ) (2)

Az első tag ismét a kapuvezérlés nemlinearitását (négyzetes függvény), a második tag – az áram nemlineáris függését a jellel együtt változó drain-source feszültségétől jelenti. Például I₀ = 1mA, V_in = 1V, R_L = 2K, S = 3mA/V transzkonduktancia nemlinearitása körülbelül 3%-os torzítást eredményez, és V_d = 10V drain feszültség esetén további 0,1-re számíthatunk. ...0,5% a drain karakterisztikus görbületétől. Valójában rezisztív terhelés esetén a torzításnak ez a komponense valószínűleg kioltja az első tagot, de általában, hogy a konzervatív hozzáállással, a reaktív terheléshez hozzá kell adni. Láthatjuk, hogy a forráskövető teljesítménye alacsony nyugalmi áram mellett még rosszabb, mint egy BJT-é.

3. Vákuumcső (trióda)

Katódkövető esetén:

D = (1/6) × (1 / (S × R_L ) ) × (V_in / ( R_L × I₀ )) + (0,005...0,3) / µ) × (V_in / ( R_L × I₀ ) + (0,005...0,3) / µ) × (V_in / V_d ) (3)

Az első tag a vezérlőrács nemlinearitását (3/2 törvény), a második tag -- a µ erősítési tényező nemlineáris függését a katód-anód feszültségétől, amely a jellel együtt változik. Az első tag hasonló a forráskövető esetéhez, de az előtte lévő tényező 1/6, szemben a forráskövető 1/4-ével. Ennek az az oka, hogy egy cső eredendően lineárisabb – az anódáram arányos (feszültség) 3/2- vel , szemben a (feszültség) 2-vel a FET esetében. Mindazonáltal a viszonylag alacsony transzkonduktivitás miatt a katódkövető gyengén teljesít alacsony áramerősség mellett. Ha I₀ = 1 mA, V_in = 1 V, R_L= 2K, S = 1mA/V, akkor körülbelül 4%-os torzítása lesz. Ezenkívül az ilyen követők nyeresége meglehetősen alacsony - csak körülbelül 0,66. A második tag a változó anód áram miatti µ változást, míg a harmadik tag -- az anód-katód feszültség változása miatti µ változást jelenti. Nehéz és szükségtelen pontosan analitikusan leírni e hatások kölcsönhatását. Bizonyos anód feszültség és anód áram mellett egyes triódák nagyon stabil, közel állandó µ értéket mutathatnak, így ez a torzítási mechanizmus elhanyagolhatóvá válik. Ezért olyan széles a 0,005...0,3 együtthatók tartománya. A terhelés R_L rendelkezik a legnagyobb (kvadratikus) hatással a torzítási adatokra. Amennyire lehetséges, növelni kell az R_e értékét, ha lehetséges, állandó áramú áramgenerátor használatával. Az I₀ nyugalmi áramnak is olyan magasnak kell lennie, amennyire csak praktikusan lehetséges. Az ilyen intézkedések az áramkör bonyolultságátnak növekedését eredményezik, és még mindig nem csökkentik drasztikusan a katódkövető torzítását.

Van-e mód a katódkövető torzításának radikális csökkentésére? A válasz igen".

4. "Boosterelt"összetett katódkövető

A megoldás meglehetősen egyszerű – az R_e-t lecserélni egy aktív földelt emitteres tranzisztoros fokozatra és visszacsatolást alkalmazni. A legegyszerűbb megoldást a 2. ábra mutatja.

A továbbfejlesztett katódkövetőben (2. ábra) a V1 cső már nem szolgáltat AC kimeneti áramot. Ehelyett a cső csak hibaerősítőként működik, összehasonlítja a bemenet (rács) és a kimenet (katód) közötti feszültséget. A feszültségkülönbséget a cső transzkonduktivitása anódárammá alakítja, és ez a hibaáram a Q1 erősítő BJT báztisát vezérli, amely ténylegesen a kimenetet hajtja meg. Itt B₁ a Q1 booster tranzisztor áramerősítése (béta). A csövön áthaladó váltakozó áram B₁ -szer kisebb, mint egy hagyományos követőnél (1. ábra). A cső (vagy bármely más típusú aktív követő eszköz) gyakorlatilag szinte állandó anód árammal működik.

A booster követő topológia előnyei azonnal nyilvánvalóak: - A kimeneti ellenállás B₁ -szeresére csökken -- jellemzően 5 Ohm alá; - A bemeneti impedancia B₁-szeresére nő (különösen hasznos emitter követőnél); - A követő erősítése egy elméleti határhoz közeledve növekszik: egy cső esetében -- kb. µ / (µ+1); BJT esetében – jellemzően 0,999; FET esetén -- 0,95...0,999, a tápfeszültségtől függően V_d . A torzítás csökken, de összetevői eltérőek.

D = (1 / (2×µ)) × (0,025 V / (R_L × I₀ ) × (V_in / ( R_L × I₀ ) +  (1 / (S × R_L )) × ((0,05...0,2) / B₁ ) × (V_in / ( R_L × I₀ ) + + ((0,005...0,3) / µ) × (V_in / V_d ) (4)

A vezérlőrács nemlinearitása (a (3) első tagja) B₁ 2 -szeresére csökken, így ez a komponens elhanyagolható. Ez a kifejezés elhagyható.

A (4) első tagja Q1 feszültség torzitását jelenti, amely a trióda miatt µ-szorosára csökken. Ha µ = 50, I 0 = 1 mA, V_in = 1 V, R_L = 2K, ez körülbelül 0,006%-ot ad eredményül.

A második tag a B₁ nemlinearitása. Ha B₁ = 200 és S = 1 mA/V, akkor 0,006...0,03%-ot ad. Ez attól függ, hogy a B₁ mennyire stabil , amikor a kollektoráram ingadozik.

A (4)-ben a harmadik tag arra vonatkozik, hogy µ nem állandó. De ebben az esetben, mivel az anód árama gyakorlatilag állandó, csak a bemeneti anód-katód feszültség befolyásolhatja a µ-t. Ezért a (3)-ból csak a harmadik tag vonatkozik a boosterelt katódkövetőre. Ez a tag pontosan ugyanaz, mint a (3)-ban, és nem csökkenti a Q1 booster tranzisztor. A fenti feltételek mellett V_in = 1 V és V_d = 150 V esetén ez elhanyagolhatónak tűnik: 0,0001...0,004%, de megemelkedhet, ha a katódkövetőt nagyobb bemeneti feszültségre tervezték. Leginkább a második és harmadik felharmonikussal "sima". Mindazonáltal célszerű a V1 csövön keresztüli feszültséget és áramerősséget úgy megválasztani, hogy a leginkább "lapos" µ-t adja.

A forráskövető esetében a (4)-hez hasonló egyenlet érvényes, de a harmadik "µ-tag" dominál. Ezt nehéz csökkenteni, hacsak nem használunk nagyfeszültségű MOSFET-et és nagy V_d tápfeszültséget . Tehát a boosterelt forráskövetők nem ajánlottak.

A legdrámaibb hatást az emitter követő boosterelésével érhetjük el. Mivel egy BJT effektív µ-ja nagyon magas – 1000...20000, ezért csak a második (középső) tagnak van jelentősége, ami körülbelül 10...40-szer kisebb, mint egy csőé, mivel a BJT transzkonduktanciája nagyobb, mint az azonos áramú elektroncsőé.

A 2. ábrán látható áramkör fő hátránya, hogy az R4-nek beállításához az eszköz válogatására lehet szükség, a B₁ szórásától függően , hogy a V1 cső kívánt anód feszültségét megkapja. A 3. és 4. ábrán látható áramkörök mentesek az ilyen kellemetlen hátrányoktól.

Ezekben az áramkörökben az anód feszültség körülbelül 0,65 V × (R4 / R5), és kevéssé függ B₁ -től . A nagy jelek kezelésére pozitív rács előfeszítést lehet alkalmazni egy rögzített R1/R3 osztón (3.ábra) vagy egy "önelőfeszítő" osztón keresztül (4.ábra). Az utóbbi érzékenyebb a cső paramétereire, de nem juttat tápzajt a bemenetre, és nem terheli pozitív rácsfeszültséggel a csövet felfűtéskor. A grid stopper ellenállások (nincs ábrázolva) erősen ajánlottak. Az ilyen követők még kapacitív terheléseknél is jól működnek, de ha ritka esetekben oszcilláció lép fel, akkor a Q1 bázisa és kollektora közé kapcsolt kis kondenzátor (néhány pF) alkalmazható. A hurokerősítés csökkentése érdekében a párhuzamos R2 és R5 egyenértékű ellenállásának nagyobbnak kell lennie, mint a Q1 booster tranzisztor bemeneti ellenállása:

R2||R5 > (0,025 V / I₀ ) × B₁ (5)

Általában ezt a feltételt (5) nem nehéz teljesíteni.

Ez az boosterelt katódkövető topológia némileg hasonló az úgynevezett White katód (emitter) követőhöz (5.ábra), de vannak eltérések.

A White követőben a követő és az erősítő aktív eszközök (csövek) azonosak, és R2 reciprok az erősítő eszköz transzkonduktanciájával: R_a = 1 / S. Az alacsony R_a miatt a hurokerősítés mindkét triódánál csak 1. A White Follower célja a kimeneti jel amplitúdójának megduplázása, mint egy push-pull A osztályú erősítőnél. A terhelés megoszlik a két trióda közt. A White követő kimeneti áramának amplitúdója kétszerese a nyugalmi áramának I₀ . A kimeneti impedancia felére csökken, és még a páros harmonikusok is kioltódnak bizonyos mértékig. Más harmonikusok is csökkennek, de nem jelentősen. Ezzel szemben az összetett boosterelt katódkövetőben (2-4.ábra) a felső trióda egyáltalán nem járul hozzá a terhelés meghajtásához. Csak az alsó booster tranzisztor hajtja a terhelést. A kimeneti áram amplitúdója csak az I₀ -t érheti el , mint egy egyvégű A osztályú erősítőnél. A hurokerősítés magas, körülbelül B₁, ami drasztikusan csökkenti a kimeneti ellenállást és a harmonikusokat, kivéve azt a komponenst, amelyet a µ "nem lapossága" okoz.

5. Egy trióda µ erősítési tényezőjének változásai

A stabil µ erősítési tényező elengedhetetlen az extra alacsony torzítású boostereltt katódkövetőhöz. A µ a trióda legkevésbé változó paramétere, mégsem teljesen állandó. µ a katód védelmi szintjéhez, árnyékolásához, a vezérlőrács általi árnyékolásához kapcsolódik a lemez elektrosztatikus mezőjétől. Minél magasabb a védelem, annál nagyobb a µ. A triódát a katód hosszában végtelenül kicsi triódák párhuzamos kapcsolatának tekinthetjük. A katód közvetlenül a rácsvezetékek alatti szakaszai védik a legjobban a lemezmező ellen. A rácsvezetékek közötti szakaszok vannak leginkább kitéve az anód elektromos terének, azaa a lekevésbé árnyékoltak. Tekintsünk egy triódát, amely közel van a lezáráshoz. Ebben az esetben csak a katód rácshuzalok közötti kis szakaszaiból kibocsátott elektronok képesek keskeny lapnyalábként "megszorulni" kellős közepén a rácshuzalok között. A katód összes többi szakasza a lezárási feszültség alatt van – és nem járul hozzá a cső működéséhez. Így a triódának csak a legalacsonyabb µ-os részei működnek a lezárás közelében. A teljes µ ezért alacsony. Tekintsük most a triódát egy kis negatív előfeszítéssel. A kisebb negatív előfeszítés most lehetővé teszi, hogy a katód szinte teljes szakaszából származó emisszió hozzájáruljon az anódáramhoz. A rácsvezetékek közötti "sérülékeny", szabadon álló, alacsony µ-os szakaszok együtt működnek a rácsvezetékek alatti védettebb területekkel. Így az alacsony µ-os szakaszok párhuzamosan működnek a nagy µ-os szakaszokkal, és a teljes átlagos µ-os érték magasabb lesz. Hasonlóképpen, µ függ a rácsfeszültségtől, mivel a trióda nem teljesen sík és nem ideálisan koncentrikus felépítésű. A záráshoz közel csak az anódhoz legközelebb eső, legsebezhetőbb szakaszok működnek. Enyhe előfeszítés esetén a teljes anód működik, ami µ növekedést eredményez. Ha a rács előfeszítése tovább emelkedik nulla vagy pozitív tartományba, akkor a rács az anód feszültségtől függetlenül nagy számú elektront vonz magához teljes katódterületről. Ez a tértöltés kiterjed a rácsra. A virtuális katód a katód fizikai felületéről közelebb kerül a rácshoz, így sebezhetőbbé válik. Ezért µ ismét lecsökken. Így egy trióda maximum µ-val rendelkezik egy bizonyos előfeszítés és anód feszültség mellett. A működési pont, ahol a µ a legmagasabb, megfelel a boosterelt katódkövető minimális torzításának. A µ csúcspont a trióda típusától és felépítésétől függ. A leglaposabb µ-s triódának koncentrikus felépítésűnek kell lennie, a finom rácsnak távol kell lennie a katódtól. Ekkor a katód mezője egységes lesz. Az egyes rácshuzalok hatásait kiegyenlítjük és átlagoljuk. (Olyan ez, mint egy napsütéses napon egy magas fa alatt állni, ahol nem látod az egyes levelek és ágak kiemelkedését a talajon, de egyenletes félárnyékot tapasztalsz.) Egy ilyen triódának nagyon alacsony a transzkonduktanciája, és nem hasznos. általános célra. Ezért nem gyártottak ilyen speciális triódákat a µ-követők számára. Azonban, a képernyőrács által vezérelt nyaláb tetródák jó µ linearitást mutatnak. Ez azért van, mert az árnyékoló és segéd rács távolabb van a katódtól. Még az azonos cikkszámú cső különböző gyártmányai is eltérő µ csúcspontokkal rendelkezhetnek. A legtöbb csőben a maximális µ csak nullához közeli vagy akár pozitív rácsfeszültségnél érhető el, ami nem praktikus. Egyes csövekben a maximális µ-t mérsékelt negatív rácsfeszültség mellett lehet elérni. Az ilyen csövek különösen alkalmasak alacsony torzítású katódkövetőkhöz. Kísérletileg a maximális µ pont a terheletlen katódkövető minimális torzításának elérésével érhető el magas jelszinten. Nem könnyű, mivel a torzítás kezdettől fogva nagyon alacsony. A gyakorlatban könnyebb a maximális, az egységhez legközelebb álló erősítés elérésére beállítani. Az R4 és R5 változtatásával az anód feszültség állítható, az R2 -- anód áram változtatásával (2-4. ábra).

6. Bossterelt emitter követő, mint teljesítmény audio erősítő

A boosterelt emitter követő topológiája használható kis teljesítményű A osztályú hangerősítő-követő építésére, fejhallgató vagy kis hangszóró meghajtására. Az alábbiakban egy mintaáramkör látható

Itt a Q1,Q2,Q3 a kompozit emitterkövető nagyon magas áramerősítéssel (a három béta terméke) és ezért nagy bemeneti ellenállással. A Q7Q6 az összetett fokozat. Ennek ekvivalens béta B₁ értéke kb. 10000. Emiatt ennek a követőnek a kimeneti ellenállása mikroohm tartományba esik, az erősítés 0,999 vagy nagyobb, a torzítást szinte lehetetlen mérni. A tényleges kimeneti impedanciát és a torzítást a C5 kimeneti kondenzátor határozza meg. Az áramot tápláló R2 ellenállás helyett (mint a 3. és 4. ábrán) Q4Q5 állandó áramforrást használnak. Lehetővé teszi a feszültségveszteség minimalizálását, ugyanakkor nagyon magas dinamikus impedanciával rendelkezik, hogy könnyen kielégítse az (5) feltételt. Ebben a mintaáramkörben az üresjárati áram körülbelül 650 mA. A Q3, Q6 és Q4 tranzisztorokat megfelelően méretezni kell, és a hűtőbordákra kell szerelni. A p-JFET Q8-on keresztüli egyenáramú stabilizálása fenntart némi feszültségesést, közel a Q8 lekapcsolási feszültségéhez a Q4-en. A C2 kondenzátor nem kötelező, és csak akkor szükséges, ha parazita oszcilláció lép fel. A Q1,Q2,Q3 kompozit tranzisztorban parazita oszcilláció is kialakulhat. Ha ez megtörténik, az egyik kollektor csomópontot egy kis kondenzátorral söntölni kell. Fordított párhuzamos dióda ajánlott a Q7 emitterében, hogy megakadályozza a fordított előfeszítést túlterhelés, vagy kikapcsolás esetén.