Konzol Blog (Hifi és ilyesmi)

Az audio jel útja, a tápegység hatásának minimalizálása
2011. június 25
BEVEZETÉS

Az „egyenirányító hangja” megjegyzés mindig figyelmeztető jelzés számomra. Azt állítom, hogy ha az egyenirányító hallható, akkor az áramkör legkevésbé lineáris részén, a tápegységben és különösen az egyenirányítóban jeláram folyik! Feltáró és kísérletező úton jártam, hogy minimálisra csökkentsem a jeláramok áramlását a tápegységben. Elsőként a végfokozatot kell megvizsgálni mivel ennek a fokozatnak a követelményei a legigényesebbek (általában). A kimenő fokozat vizsgálatakor az első kérdés, ami felmerül, a működési osztály. Ebből a szempontból az A osztálynak van előnye, ezért ebben a cikkben csak az A osztályú fokozatokat vizsgálom. Azonban nem elég csupán az A osztályra korlátozni a tervezést. A probléma az, hogy még egy A osztályú fokozat pillanatnyi áramfelvétele is a jelszinttől függően változik. Nézzük .például egy 45-ös trióda adatlapját, amely SE, A osztályú, 250 V anód feszültségen, 34 mA nyugalmi árammal működik, és 1,6 W-ot ad le 3,9 kΩ-ra:
Ha egy 3,9 kΩ-os terhelési vonalat berajzolunk a 250 V-on átmenő görbékre 34 mA-en, akkor megjegyezhetjük, hogy maximális kivezérléskor ±49,5 V-os rácsfeszültség változásnál által az anód áramok rendre 67,5 mA és 6 mA, az átlaguk 36,75 mA.
Látható, hogy ez 2,75 mA-rel magasabb a 34 mA-es nyugalmi áramnál; ez annak köszönhető, hogy a cső nem tökéletesen lineáris, és néha egyenirányító hatásnak nevezik; vagyis az egyik irányú áram nagyobb, mint az ellenkező irányú; egy dióda egyszerűen egyenirányítja áramkülönbséget. Zene lejátszásakor ritkán, ha egyáltalán nem találkozunk állandósult állapotokkal (kivéve a csendet), így ez a példa kissé irreális, azonban azt illusztrálja, hogy még A osztályban is a vezérlés változó terhelést hoz létre a tápegységben. Tehát, mivel egyetlen erősítő eszköz sem tökéletesen lineáris, mit tehetünk a hasznos jel és a tápegység közötti kölcsönhatás minimalizálása érdekében?
A hagyományos megközelítés szerint fojtótekercsek és kondenzátorok kombinációját használják energiatárolóként, hogy kielégítsék a nem tökéletesen lineáris kimeneti csőre ható jelből eredő változó áramigényeket Az, hogy a kísérletezők és megfigyelők gyakran észreveszik „az egyenirányító hangját”, azt jelzi, hogy az ilyen hagyományos intézkedések nem megfelelőek ha nagy hanghűségre törekszünk. Ez a cikk bemutatja, hogyan lehet egy egyszerű és praktikus technikával leválasztani a jelet a tápegységről.

ÁRAMUTAK

Először tekintsük át a jeláram hurkokat egy katód előfeszített, SE kimeneti fokozatban, az 1. ábra alapján:

Az első hurok a bemeneti hurok (Szaggatott);

Amit nem szokás hangsúlyozni, az az, hogy ebben az esetben egy erősítő eszköz a feszültségkülönbségre, a rács és a katódfeszültség közötti különbségre reagál. Ha a rács feszültsége a katódfeszültséghez képest csökken, a cső árama csökken, és fordítva. Közös katódú esetén a katódot a jel földpotenciálján tartja a katód átblokkoló kondenzátora, miközben a rács „látja” a bemeneti jelet. A cső rácsának bemeneti impedanciája nem végtelen, RDH4 ezt mondja a rács bemeneti impedanciájával kapcsolatban: „Ha egy csövet alacsony frekvencián használnak, néha azt feltételezik, hogy a rács bemeneti impedanciája végtelen. A legtöbb esetben azonban ez a feltevés súlyos hibához vezet, és mind a statikus, mind a dinamikus impedanciákra gondosan oda kell figyelni. Beszélgetésünk céljából az említett súlyos hiba az, hogy a bemeneti jelhez nincs áram hozzárendelve, így a bemeneti hurkot általában nem veszik figyelembe alaposan; a lényeg az, hogy ha katód átblokkoló kondenzátort használunk, ez az áram a forrásból a rácsba, a katódra, majd a katód kondenzátorán keresztül vissza a forrásba folyik és fordítva a jel változásának megfelelően: a katód átblokkoló kondenzátora része a bemeneti jelútnak.

A második a kimeneti hurok (szaggatott vonal);
A bemenethez hasonlóan a kimeneti feszültség az erősítő eszköz két kivezetésén, jelen esetben az anódon és a katódon mérhető. Transzformátorral csatolt terhelés esetén a primerre transzformált terhelésen keletkező feszültség hatására áram folyik az anódról a kimenő transzformátor primerén át a tápegység átblokkolókondenzátorán át a földre, valamint a katódköri kondenzátoron keresztül a katódra és. fordítva, váltakozva a vezérlésnek megfelelően. A kimeneti jel áramával két kondenzátor kapcsolódik sorba kapcsolva! (A kérdéssel a cikk későbbi részében foglalkozunk.)

A harmadik a tápegység (PSU) hurok (pontozott vonal);
Egy tökéletes A osztályú erősítő esetén nem lenne tápegység jelhurok, a tápegység csupán energiával táplálná az áramkört, hogy pótolja az eldisszipált illetve a terhelésbe táplált energiát. Továbbá, ha a tápegység átblokkoló (puffer) kondenzátora tökéletes lenne (nulla impedancia minden frekvencián), akkor a tápegység nem lenne benne a jelútban. Olyan nincs, hogy tökéletes A osztályú erősítő vagy tökéletes kondenzátor, így a tápegység benne van a jelútban. A helyzetet rontja, hogy a tápegység és a tápegység puffer kondenzátora által szolgáltatott energiának a katód kondenzátorán is át kell haladnia..
Két jelút-problémát azonosítottunk, amelyek hallhatóan befolyásolják az áramkör hangzását:

A tápegységben folyó jeláram és

A katód átblokkoló kondenzátora, amely mindhárom hurokban megjelenik;( bemeneti hurok, a kimeneti hurok és a tápegység hurok.)

Először nézzük a tápegységet: A hagyományos megközelítés az, hogy egyszerűen növeljük az energiatárolást, ezzel növelve az átlagos időállandóját. A nyilvánvaló probléma itt az, hogy egy kondenzátor ekvivalens soros ellenállása (ESR) változik a frekvencia függvényében, sőt, a tápegység egészének impedanciája messze nem frekvencia független. Ez azt jelenti, hogy a tápegység jelútjának impedanciája függ a frekvenciától, és így a terhelésbe szállított teljesítmény is frekvenciafüggő. Megjegyzendő, még ha a mért teljesítmény frekvencia függetlennek is tűnik, a fülünk képes megkülönböztetni azokat a mikro effektusokat, amelyek csökkentik az erősítő potenciális zenei teljesítőképességét, ami állítom, ennek a hobbinak a lényege, hogy jól érezzük magunkat. Még rosszabb, hogy sok LC vagy CLC tápegység erős rezonanciát (impedanciacsúcsot) mutat az 5-15 Hz tartományban. Gyakorlatilag minden tápegység bizonyos mértékig reaktív (azaz rezonál), és ez katasztrofális hatással van a hangzási eredményekre, amelyek egyeseknek esetleg tetszenek, azonban ez nem segíti elő a hanghűséget.
Amikor elkezdtem csöves erősítőket tervezni (kb. 12 éve), tisztában voltam a tápegység rezonancia problémájával, és az volt a megközelítésem, hogy csöves feszültségszabályozott tápegységeket alkalmazzak. Ez elég hatékony volt. A szabályozó előnye, hogy jelentős feszültség esik rajta, ami megfelel a terhelés részére rendelkezésre álló tárolt energiának, ami jelentősen csökkenti az egyenirányítóban folyó jeláram mértékét. Ezután elkezdtem egy egyszerű MOS-FET alapú soros szabályozót használni, referencia feszültséggel a FET gate elektródáján. (A gate-re egy nagy időállandójú RC tagot is tettem, hogy lassú bekapcsolást érjek el.) Ez nagyon hatékony, és kifejezetten állandó forrás impedanciát biztosít a 6 Ω-os tartományban. Amit észrevettem, az az, hogy a hang jobb lett, mint a viszonylag kifinomult hibakompenzációs csöves tápegységek használatánál. Azonban úgy éreztem, hogy tudok jobbat csinálni. A probléma az, hogy a tápegység jelhurok most a szabályozóból és az átblokkoló kondenzátorból áll. Az általam épített csöves szabályzók forrásimpedanciája 1-4 Ω tartományban van. Ez azt jelenti, hogy körülbelül 1000 Hz-ig* a szabályozót hallgattam, míg 1000 Hz felett a tápegység puffer kondenzátora uralta a hangzást. A „feszszabályozót hallom” általános és valós kifogás a feszültségszabályozott tápegységekkel szemben. A soros MOSFET segíthet a hibaerősítő megszüntetésében, de ennek ellenére továbbra is az a probléma, hogy az erősítőcső egyenirányító hatása olyan áramigényeket okoz, amelyeket a tápegység nem kezel megfelelően hangtechnikai értelemben.
A tápegység 4 Ω-os impedanciája esetén az átblokkoló kondenzátornak 4000 µF-nak kell lennie ahhoz, hogy 10 Hz-ig hatékony legyen. Eltekintve attól, hogy nem praktikus a cső tápfeszültségének szintjén, egy ilyen nagy kondenzátor (vagy kondenzátorkészlet) valószínűleg borzasztóan is szólna.
Sokan különböző okok miatt zavarónak találhatják a félvezető eszközök használatát. Szerintem van néhány eset amikor a félvezetők lehetőséget adnak olyan topológiák felfedezésére, amelyek bár nem feltétlenül újak, de nem praktikusak, ha csak csöveket használnánk. A részletekre kellő odafigyeléssel használva létezik egy olyan félvezető eszköz, amely lehetővé teszi az elektroncsövek eredendő hangzásbeli képességeinek teljesebb kihasználását. A tápegység és a vezérlő jel egymásra hatásának problémájának általam javasolt megoldása a kiürítéses módú MOS-FET technológia felhasználása a jelnek a tápegységtől való valóban hatékony leválasztására.

Egy egyszerű vizsgálatot végeztem a két kivezetéses kürítéses módú kaszkód MOS-FET CCR teljesítményével kapcsolatban. Lásd a 2. ábrát.

Megjegyzé: én a CCR kezdőbetűket használom, azaz; állandó áramszabályozó, mivel ez az eszköz forrásként vagy nyelőként egyaránt hatékony.

Azt tapasztaltam, hogy a Supertex DN2540 FET-et M1 és M2 helyén az egyenáram mért változása 0,5 mA-nél kisebb volt az 50 V és 200 V közötti tartományában, és a változás mérhetetlen volt 100 V alatti tartományban. Ez rendkívüli teljesítmény egy ilyen egyszerű két kivezetésű áramkörtől.
Vannak, akik arról számolnak be, hogy anód, vagy katódköri terhelésként történő alkalmazásoknál az IXYS 01N100D jobb hangú, ilyen összehasonlítást még nem próbáltam; Megismételtem az egyenáram-tesztet a 01N100D-vel M1 és M2 helyén, és a teljesítmény nem volt elfogadható. Ezután lecseréltem az M1-et DN2540-re, és az eredményül kapott egyenáramú teljesítményt elfogadhatónak találtam, de nem egészen olyan stabilnak, mint ami akkor érhető el, ha a DN 2540-et használok mindkét pozícióban..
Az AC mérő áramkör a 6AS7 egyik felét használta katódkövetőként, a CCR-rel ( mind a két FET DN2540) a katódáramkörben, lásd a 3. ábrát.

A CCR és a negatív tápág közé 500 Ω-os tesztterhelést kapcsoltam. A 6AS7-et úgy vezéreltem, hogy a katódon 20 VRMS-t (VIN) mérjek, majd a terhelésnél mértem a feszültséget (VOUT). Biztosítottam, hogy a Vin állandó legyen minden egyes tesztfrekvenciánál. A CCR váltakozó áramú impedanciája nagyon érzékeny a gate stopper ellenállás értékére; A tervezéshez a Walt Jung által választott 100 Ω1 értékü ellenállást használtam. (Érdemes megjegyezni, hogy nem tapasztaltam oszcillációt az általam épített 100 Ω-os gate stop-ellenállásokkal épített CCR eszközöknél.) Eredményeim nagyon eltérnek Walt Jungétól, valószínűleg az eltérő vizsgálati módszer és a jóval nagyobb áramerősség és a nagy bemeneti feszültség miatt A teszt megfelelt a saját berendezésemben elvártaknak. A 65 mA áram mellett a CCR kaszkód impedanciája nagyobb volt , mint 1.5M a 10Hz-40KHz tartományban.
Ez az áramkör meglehetősen figyelemre méltó, és lehetővé teszi új, extrém teljesítményű csöves audio áramkörök ápítését, amelyek nem voltak lehetségesek a kiürítéses teljesítmény MOS-FET-ek megjelenése előtt. Jelenlegi preferált áramkörben a DN2540 az M1 és a 01N100D az M2 pozícióan..A 01N100D 1000 V, míg a DN2540 400 V feszültségtűrésű; Mivel az M1 VDS-ét az M2 VGS korlátozza, a CCR kaszkód feszültségtűrését az M2 névleges feszültsége határozza meg.
KIÜRÍTÉSES MOSFET KASZKÓD ÁRAMFORRÁS HASZNÁLATA A TÁPELLÁTÁSI JELHÚROK ELTÁVOLÍTÁSÁHOZ.
EGY SE MEGVALÓSÍTÁS (Lásd a 4. ábrát.)

Mivel a CCR impedanciája 1,5 MΩ vagy nagyobb a teljes audió spekrumon túl is, a CCR sorba kapcsolása az anóddal szinte tökéletesen állandó áramot eredményez, azaz a tápegységet nem modulálja a kimenő jel, és egyszerűen energiát táplál az áramkörbe, hogy pótolja a terhelésen eldisszipált energiát. Ez az ideális, amelyre törekszünk. Ennek az állításnak az igazolására vessünk egy pillantást néhány számra:
Folytatjuk a már említett 45 triódával, amely SE, A osztályban, 250 V anódfeszültségen, 34 mA nyugalmi árammal múködik. Az Ra1,75 kΩ, és 3,9 kΩ a betranszformált terhelés..
Először meg kell határoznunk a fokozat ellenállását a legalacsonyabb érdeklődésre számot tartó frekvencián, mondjuk 5 Hz-en. Tegyük fel azt is, hogy van egy kimeneti transzformátorunk, amelynek primer induktivitása 40H.
Az impedancia 5 Hz-en: 2 x π x f x L = 2 x π x 5 x 40 = 1256 Ω
Ezzel párhuzamos a terhelés ( betranszformált ). Esetünkben 3,9 kΩ, így 1,256 kΩ kompozit terhelést kapunk, párhuzamosan 3,9 kΩ = 0,95 kΩ.
Ezzel kapcsolódik sorba a cső Ra-ja, ami 45-ös csőves példánkban; 1,75 kΩ és a katód átblokkoló kondenzátora. A kondenzátor, impedanciája legyen mondjuk 2 Ω, ez elhanyagolható, ezért figyelmen kívül hagyjuk. A kapott fokozat ellenállása 0,95 kΩ + 1,75 kΩ = 2,7 kΩ.
Legyen az anódon a jel árama IP. Ha nem lenne a tápegység átblokkoló kondenzátora, akkor a kimeneti transzformátor tápegység felőli végén lévő jel a feszültsége IP x 2,7 kΩ lenne (elhanyagolható a CCR és a tápegség impedanciájának hatása, mivel 1,5 MΩ >>> 2,7 kΩ).
A tápegység forrás impedanciája és a CCR impedanciája feszültségosztót képez, aminek felső tagja a CCR impedancia, az alsó pedig a 2 Ω feltételezett tápegység (PSU) forrásimpedanciája.
Feszültségosztó esetén VOUT = VIN x RBOTTOM ÷ (RTOP + RBOTTOM), ezért a CCR / PSU csomópont feszültsége a következő;
VCCR/PSU = IP x 2,7e3 x 2 ÷ (1,5e6 + 2), ami IP x 3,6e-3-ra egyszerűsíthető.
A tápfeszóltség elnyomási arányának kiszámításához egyszerűen elosztjuk a CCR / PSU csomópont feszültségét a kimeneti transzformátor PSU végén lévő feszültséggel, így kapjuk:
PSRR = IP x 3,6e-3 ÷ IP x 2,7e3 = 1,333e-6 vagy -117,5 dB Kiváló eredmény!
Megjegyés: Észre lehet venni, hogy az erősíté fokozat ellenállása nem szerepel az összefüggésekben, és a PSRR kiszámítható úgy is, hogy elosztjuk a tápegység forrás impedanciáját a CCR impedanciával. Ha pedánsak vagyunk, akkor a PSU forrás ellenállását beszámítjuk a nevezőbe, de 1,5 MΩ >>>> 2 Ω, így figyelmen kívül hagyjuk. Ez a módszer tápfesz elnyomás arányára 2 ÷ 1,5e6 = 1,333e-6 vagy -117,5 dB értéket adja, ugyanakkora mint amelyet az első módszerrel számoltunk, és így látható, hogy a tápfeszültség elnyomás arányát a tápegység impedanciája a. CCR határozza meg. Ez az elemzés illusztrálja és megerősíti a CCR hatékonyságát, mint olyan hatékony eszközét amellyel el lehet különíteni a tápegységet a hasznos jeltől.
A 117 dB közel van hallásunk dinamikus tartományához vagy azon túli is, így lehetséges, hogy megvalósult az az ideális állapot amikor, a tápegység jeláram modulációja nem hallható, és a tápegység most azt egyetlen dolgot teszi, amire szükségünk van, vagyis az áramköri elemek és a terhelés által eldisszipált energiát pótolja. Megjegyzés, még ha a tápegység impedanciája 100 Ω-ra emelkedik (rezonancia esetén ez teljesen lehetséges), a tápfesz elnyomás arányát a CCR határozza meg, és továbbra is -83 dB lesz.
Most, hogy hatékonyan eltávolítottuk a tápegység hurkot a kimeneti hurokból, a kimeneti jelhurok lezárása a tápegység kimeneti kondenzátorára egyszerűsödik. Kérdés, hogy mekkora értékű legyen ez a kondenzátor?
A jelkimenet vagy a terhelési hurok a fokozat ellenállásából (már meghatároztuk 2,7 kΩ-), a tápegység kimeneti kondenzátorából a földelésből, majd a katód átblokkoló kondenzátoron keresztül a katódból áll. Megjegyzendő, hogy a tápegység kondenzátora és a katód kondenzátora sorba kapcsolódi jelenik meg, ennek következményeit a későbbiekben megvizsgáljuk.
Az táp áátblokkoló kondenzátorának minimális értékét C = 1 / (2 x π xfx R) adja meg.
A legalacsonyabb frekvenciánk ismét 5 Hz, és így
1 / (2 x π x 5 x 2,7e3) = 11,78 azaz 12 µF.
Ez az érték még messze a fólia kondenzátorok tartománya ezért már nem kell iszonyatos módon tönkretenni a szeretettel kialakított jelutunkat egy elektrolitkondenzátorral. Ezt a kondenzátor egy kitűnő csatolókondenzátorral, mint például egy Auricap, átblokkolható amelynek értéke legfeljebb 1/100-a nagy kondenzátornak; ebben az esetben a 0,1 µF jó választás lenne.
Most pedig vessünk egy pillantást a katód kondenzátorra:
A 45-ös példánk szerinti előfeszítéséhez a katód előfeszítő ellenállása 50 V / 45 mA = 1,11 kΩ. Thevenin azt mondja, hogy ez az ellenállás a katódellenállással párhuzamosan kapcsolódik, 1/Gm. Esetünkben az adatlap 2,175 mA/V-ként adja meg a Gm értékét, ennek reciprokaként a katód ellenállását 0,46 kΩ-nak adódik. A 0,46 kΩ 1,11 kΩ-mal párhuzamosan 0,325 kΩ-ot ad. Ha a legalacsonyabb érdeklődésre számot tartó frekvenciát 5 Hz-nek vesszük, a katód átblokkoló kondenzátorának értéke 1 / (2 x π x 5 x 325) = 100 µF.
Amint azt már megjegyeztük, ez a kondenzátor sorosan kapcsolódik a tápegység kimeneti kondenzátorával, így a PSU bypass kapacitása 1 / (1/12 + 1/100) = 10,7 µF értékre csökken. Ez így rendben is lenne, és a PSU bypass kondenzátorának 13,6 µF-ra (mondjuk 15-re) növelésével vissza is jutunk a tervezési szándékainknak. Visszatérve az 1. ábrához látható, hogy a katódköri kondenzátor nem csak a bemeneti hurokban jelenik meg, hanem a kimeneti hurokban is sorba kapcsolva a táp kondenzátorával. Egyetlen kondenzátor sem rendelkezik ESR értéke sem frekvencia független, és minél nagyobb a kondenzátor, annál rosszabb az ESR viselkedése, és két nagy kondenzátor sorba kapcsolása rontja a helyzetet. Ezért vagyok a grid bias* (vagy feszültségerősítő és meghajtó fokozatok esetén a LED előfeszítés) elkötelezett híve. A katód étblokkoló kondenzátorok hanghatása messze nem elméleti; nagyon jól hallható.
(*Megjegyzés, megkülönböztetem a rács előfeszítését a fix előfeszítéstől: A rács előfeszítése egyszerűen előfeszítő feszültség alkalmazása a rácsra. A rács előfeszítést az anódfeszültség stabilizálásával kombinálva fix előfeszítést eredményez. Ahogy később leírom, beállítom a rács feszültségét, beállítom a áramot egy CCR segítségével, és hagyom, hogy az anód feszültsége lebegjen.)
A tápegység kimeneti kondenzátora növeli a tápelnyomást arányát, mivel a pillanatnyi jeláramot a kondenzátor fogja biztosítani. A kondenzátor hatása az, hogy a kimenő transzformátor tápegység felé eső végén lévő jel miatt drasztikusan csökkenti a feszültséget. Ezt most a kondenzátor ESR-jével párhuzamosan a az anód jel áramát 2,7 kΩ-mal szorozva adja meg, mondjuk 2 Ω-mal, mivel 2,7 kΩ >>> 2, Ω mondjuk 2 Ω. A pedánsság kedvéért figyelembe kell vennünk a CCR ellenállást és a tápforrás impedanciáját is, azaz 1,5 MΩ + 2 Ω. Ismét, mivel 1,5 MΩ >>>> 2 Ω, a hatás elhanyagolható, ezért 2 Ω-ot használunk, amely a kimeneti transzformátor PSU végén lévő feszültséget IP x 2-ként adja meg. Ez összehasonlítható az IP korábban kapott eredménnyel. x 2,7 kΩ.
A korábbiakhoz hasonlóan a PSU forrás impedanciája és a CCR impedancia feszültséglosztót alkot, a felső láb a CCR, az alsó pedig a 2 Ω feltételezett PS forrásimpedancia.
Ismét a feszültségosztó egyenletet használva, a CCR/PSU csomópont feszültsége (IP x 2) x 2 ÷ (1,5e6 + 2) lesz, ami leegyszerűsíti az IP x 2,667-6-ra.
A tápfesz elnyomásrányának meghatározásához ismét a következőket kell megadnunk:
PSRR = IP x 2,667-6 ÷ IP x 2 = 5,334-7 vagy -125,5 dB.

SE MEGVALÓSÍTÁS, WESTERN ELECTRIC TOPOLÓGIA

Az 5. ábra egy párhuzamos táplálású (parafeed) CCR topológiát mutat, amely egy Western Electric koncepció, amellyel Lynn Olson „Loop Distortion”2 című előadásában találkoztam. Ebben az esetben a CCR gyrátorként működik, miközben a kimeneti transzformátort párhuzamosan táplálja egy kondenzátor, amely a kimeneti hurkot közvetlenül a katódhoz zárja. Ennek az áramkörnek a klasszikus változata fojtótekercset használ a CCR helyett. A fojtó nagy fokú elválasztást biztosít a tápegységtől; ez lehet az egyik oka annak, hogy a parafeed erősítőknek jelentős rajongótábora van. Előfordulhat azonban, hogy a fojtótekercs nem biztosít ugyanolyan szintű jelszigetelést és zajcsillapítást a tápegységből, mint a CCR, mind az LF végén a korlátozott reaktancia, mind a HF végén a söntkapacitás miatt. Érdemes megjegyezni, hogy amikor ezt a WE-topológiát kitalálták, a CCR csőalapú lett volna, sokkal megemelkedett B+ feszültség és többletköltség mellett korlátozott kereskedelmi életképességű lett volna. Most, a kiürítéses MOS-FETek megjelenésével ez a topológia nemcsak vonzó, hanem praktikus is. Az én megvalósításom közvetlen feedet használ, lásd az 5B ábrát; Azt fontolgatom, hogy az összehasonlítás és a szórakozás kedvéért menet közben kapcsolhatóvá teszem a parafeed és a direkt fwwd között! Gyakorlatilag a kapcsolás egy egyszerű dolog, amikor a CCR csatlakozást a kimeneti transzformátor primer végei között mozgatjuk, esetleg nedvesített relék segítségével
Megfigyelheti, hogy mindkét fenti topológia úgy néz ki, mint a Jack Elliano3 által védjegyzett Ultrapath topológia, a különbség az, hogy az Ultrapath nem rendelkezik a jel tápegységtől való elkülönítésével. Hagyományos tápegység kimeneti kondenzátorra támaszkodik. Azt is érdemes megjegyezni, hogy a katód visszacsatoló kondenzátor egyik esetben sem jelenik meg, és nem feltétlenül szükséges. Lehetséges azonban, hogy hallható szintű zajt fecskendeznek a katódra. Ennek kijavításával visszatérünk ahhoz, hogy nagy kondenzátor legyen a bemeneti jelhurokban, és a csapda elkerülése érdekében a rács előfeszítését javasolnám csatolótranszformátorral.

PÉLDA: 50-300B SE ERŐSÍTŐ

A 6. ábra mutatja a közelmúltbeli, direct feed kapcsolású 50-300B SE projektem topológiáját. Rendkívül egyszerű, különösen a jelutak tekintetében, mivel a tápegységet a CCR-ek eltávolították a jelútról. A CCR tápegység technológiája kombinálható a rács előfeszítésével az áramerősítés/kimeneti fokozatokhoz vagy a LED-előfeszítéssel a feszültségerősítési/hajtási fokozatokhoz, hogy kiküszöböljük a jelen cikk elején azonosított jelút-kompromisszumokat. Ennek megfelelően ez a kialakítás LED előfeszítést használ a meghajtó hajtási fokozatban és rács előfeszítést a kimeneti szakaszban.. Sőt, a CCR tápegység a hálózati előfeszítéssel kombinálva lehetővé teszi, hogy beállítsuk a cső nyugalmi áramát, és mostantól változtathatjuk a hálózati feszültséget, hogy a legjobb hangzási eredményeket érjük el a nyugalmi áram megváltoztatása nélkül.
Kihasználtam a CCR / grid bias elrendezést, hogy az 50 vagy 300B cső közti váltást egy kapcsoló elfordításával egyszerűvé tegyem. Úgy állítottam be a rács előfeszítési feszültségértékeit az 50 és 300B esetén, hogy a maradék torzítás (HP339a elemzővel ellenőrizve) tisztán 2. harmonikus legyen az erősítő teljes dinamikatartományában. Az 50 és 300B fűtésének áramfelvétele nagyon közel azonos, ezért a fűtésnél is áramgenerátor alkalmaztam, így elkerültem, hogy csőtípus váltáskor ne kelljen módosítani a fűtés beállítását. Ezt a tervet egy jövőbeli cikkben szándékozom teljes egészében leírni, így nem fogok többet mondani azon kívül, hogy kiválóan hangzik, nyitottabb és sokkal mélyebbre tud menni, mint a korábbi terveim, és hamis szerénység nélkül monhatom: valami különleges!

PUSH PULL PÉLDA

A 7. ábra két push-pull topológiát mutat be, amelyek CCR technológiát használnak. A 7A. ábrára hivatkozva a CCR az anódkörben található, így nincs katódcsatolás; az áramkör áramegyensúlyt mutat, de nem áram- és feszültségegyensúlyt.. Szélsőséges esetben, ha csak egy rácsra alkalmazzuk a bemenetet, az eredmény durva torzítás lesz. Sokkal jobban járunk, ha a CCR-t a katódkörbe helyezzük, lásd a 7B. Ábrát; az áramkör most egy hosszú farkú pár, amely teljesen önkiegyensúlyozó, teljes mértékben kompenzálja a bemeneti jelek kiegyensúlyozatlanságát.

PÉLDA; PUSH PULL OSZTÁLYÚ 6AS7G ERŐSÍTŐ

Az első megközelítés, amit találtam, a „Current Balanced Push-Pull” erősítő, amely az Audioxpress 2006. májusi kiadásában jelent meg. Amikor létrehoztam az áramszimmetrikus erősítőt, elsősorban az olcsó toroid teljesítménytranszformátorokban rejlő lehetőségeket kutattam kimeneti transzformátorként. Az eredmény az egyik legjobb hangzású erősítő, amit építettem vagy hallottam. Ez a megvalósítás eredetileg egy egyszerű (egyetlen) MOSFET típusú CCR-t használt, amely az egyes kimeneti triódák katódjában helyezkedett el, hogy közel tökéletes egyenáram-egyensúlyt biztosítson, és elkerülje a toroid kimeneti transzformátor egyenáramú telítését. A katódokat kondenzátorral csatolják, hogy tökéletes szimmetriát biztosítsanak a kimeneti csövekben, és így valódi A osztályú működésű. Ezt az elrendezést „Power Long Tailed Pair”-nek neveztem el, mivel a push-pull jelút hurokimpedanciája nagyobb, mint a triódák katódellenállása (lásd a 7. ábra pontozott szaggatott hurkát), a kondenzátornak nem kell a 100 µF feletti tartományban lennie, ebben az esetben egy 10 µF film kondenzátor A CCR technológia hatékonyságát mutatja, hogy a kimeneti és a meghajtó fokozatok közös tápegységről járnak. Jómagam és barátom, John Dahlman basszusgitáros nehezen tudtuk megkülönböztetni, hogy van-e tápegység kimeneti kondenzátor vagy sem, ami arra utal, hogy a CCR technológia által lehetővé tett valódi A osztályú push-pull viselkedés megszabadít minket a tápegység kimeneti kondenzátor minőségi aggályaitól.
Nemrég frissítettem ezt a berendezést, az egyszerű MOS-FET-es CCR-eket kaszkód CCR-ekre cserélve, lásd a 8. ábrát.

PUSH-PULL, A KÖVETKEZŐ SZINT?

Sok évvel ezelőtt John Camille kifejlesztett egy egyvégű 845-ös erősítőt. Bátran sönt szabályozta a B+ feszültséget egy másik 845-össel, amelyet a jel vezérelt egy műveleti erősítővel.Egyértelmű, hogy a jól megvalósított sönt feszültségszabályozás jobb, mint a soros feszültségszabályozás. Egyrészt a sönt táplálható CCR segítségével, ezáltal elválasztva a sönt jelhurkot a tápegységtől. A söntszabályzó másik jellemzője, hogy áramot is tud táplálni és felvenni, tökéletes kimeneti fokozatokhoz. Mindazonáltal John terve és egészen a közelmúltig más, általam látott megvalósítások aszimmetrikusak a sönt áramkör nem egészíti ki a jeláramkört.
Kezdek azon tűnődni, hogy az igazi A osztályú push-pull valóban jobb-e, mint az SE! Azt gyanítom, hogy sok úgynevezett A osztályú push-pull erősítő átmegy az AB osztályba a vezérlés egy részében, majd elhagyják azt, aminek következtében nem csak a tápegység modulálódik, hanem az erősítő kimeneti ellenállása is. folyamatosan változiki. Az elmúlt években a ’megszokott’ 20 dB-es negatív visszacsatolás nagy valószínűséggel elfedte volna ezt a problémát (és a zenét), de nem a „modern” nulla negatív visszacsatolású triódás kialakítással. Azt gondolom, hogy ez a probléma súlyosan veszélyeztetheti a jó hangzási eredményeket. Akár igaz, akár nem, az igazi A osztályú push-pull kapcsolással megnyílik egy önsönt szabályozó erősítő megvalósításának a lehetősége.
Az igazi A osztályú push-pull erősítővel kapcsolatban az a lényeg, hogy mivel CCR-en keresztül táplálják (lehetőleg a katódokban, hogy biztosítsák a közel tökéletes jeláram- és feszültségegyensúlyt), akkor önsönt szabályozású, nézd vissza. a 7B ábrához. Így számomra a következő szint az, hogy átvegyem, amit a 6AS7G kimenő és meghajtó fokozataival elkezdtem, és ezt az önsönt-szabályozást, az igazi A osztályú push-pull technológiát minden fokozatban alkalmazzam Kevin Carter, a K&K Audio munkatársa csinálja ezt, és az ő GM70 PP kialakítása a legjobb hangzású erősítő, amit eddig hallottam.Ezenkívül Kevinnek szép PCB-k állnak rendelkezésére a CCR-ek építéséhez.

CCR TERMIKUS GONDOK

Körülbelül egy év elteltével a 6AS7G PP erősítőm meghibásodott a CCR-ekben használt DN2540 MOS-FET-ek túlmelegedése miatt: A jelenlegi szintek messze meghaladák a specifikációban megengedettet, ami azt eredményezte, hogy az erősítő rendkívül zeneiből szörnyűvé vált! A probléma részben a nem megfelelő szellőzés miatt volt.Azonban egy ideje gondolkodtam azon, hogy az egyszerű CCR-eket kaszkód egységekre cseréljem, és itt volt a lehetőség! Visszatérve a 2. ábrára, látható, hogy ebben a topológiában az M1 kritikus vezérlő MOS-FET VDS-ét az M2 kaszküd VGS korlátozza: Nyilvánvaló, hogy ennek a topológiának megvan az a további előnye, hogy nagyon alacsony veszteség keletkezik a kritikus vezérlő MOS_FET.ben. M1. Ha nagy a feszültségesés, akkor a veszteség egy részét leveszem a CCR-ről úgy, hogy egy megfelelő értékű teljesítményellenállást sorba kapcsolok vele. Ebben az esetben a 6AS7G katódfeszültséget 50/50 arányban osztottam el a CCR-ek és az ellenállások között. A két MOS-FET-et egymásnak háttal egy hűtőbordára szerelem, de most nagyobb hűtőbordákat használok, mint amennyit szükségesnek tartok, és biztosítom, hogy szabad levegőn legyenek. Sőt, tekintettel arra, hogy a FET-ek egymás mellett helyezkednek el, az M1-en két csillámszigetelőt használok, hővezető zsír nélkül, hogy csökkentsem az M2-ből származó melegedést, és egyetlen csillám alátétet szilikon zsírral az M2-n. Eddig ez jól működik, az egyenáram a kimeneti cső push-pull szakaszaiban stabil maradt, és a push-pull szakaszok közötti szimmetria jobb, mint 0,5 mA.

EGYÉB ALKALMAZÁSOK

A két kivezetéses kiürítéses MOS-FET CCR technológia további lehetséges alkalmazásai a következők:

1/ Norton dc jelszint váltó

Néha a jel DC szintjét el kell tolni, például egyenáramú csatoláskor.A 9.ábra egy Norton szintváltót mutat, amely egyszerűen tiszta egyenáramot helyez a jelre. Az egyenáram az első fokozat anódja és a második fokozat rácsa között elhelyezett ellenálláson folyik keresztül, ami egy egyenáramú potenciálkülönbséget okoz, amely az anód és a rács közötti potenciálkülönbséghez igazítható. Mivel a CCR impedanciája 1,5 MΩ vagy nagyobb, kevéssé terheli ad az előző fokozatot. Az áramkör működési feltételeinek rendkívül stabilaknak kell lenniük (mint minden egyenáramúlag csatolt áramkörnél), ezért a tápegység feszültségszabályozásajó ötlet. Ezenkívül a közbeiktatott R ellenállás értéke kölcsönhatásba lép a második fokozat Miller-kapacitásával. Összességében úgy gondolom, hogy ez a készülék leginkább érdekességnek számít, különösen annak fényében, hogy a fokozatközi transzformátoros csatolás mennyire jó hangú. Mégis, valaki talán hasznosnak találja

2/ Precíziós változtatható ultra alacsony zajszintű egyenfeszültség referencia
Egyes területeken továbbra is feszültségszabályozást használok, például az SE 50-300B kialakításom a CCR-ek előtt MOS-FET-es soros szabályozást használ. Egy egyszerű módot akartam a kimeneti feszültség beállítására, így a zener-diódák nem a legjobb választás a gate elektróda referencia forrásaként.. Mivel a DN2540 cascode CCR rendkívül stabil, egyszerűen építettem egy állíthatót (a 2. ábrán a SOT ellenállás kondenzátorát), amely egy termikusan stabil fémfilm ellenálláson (amely megfelelő névleges feszültséggel) táplálja az áramot, hogy precíz, ultratiszta legyen. referenciafeszültség, amely nem változik, ahogy a dolgok felmelegednek (a zenerrel ellentétben).

3/ Pentóda vagy kaszkód terhelésének hangolása a legjobb hangzási eredmények elérése és a Lipshitz (vagy más) passzív RIAA kiegyenlítő hálózat meghajtó impedanciájának pontos meghatározása érdekében;
Ez szép, és szinte habozok odaadni, lásd a 10. ábrát.

Azt tapasztaltam, hogy egy hibrid, jfet-trióda kaszkód rendkívül jól működik és jól is szól egy RIAA korrektorban. Egyelőre nem vagyok egyedül ezzel a tapasztalattal. Nem egyszerű jól meghatározott forrásimpedancia biztosítása a következő Lipshitz (vagy más) passzív RIAA hálózathoz. A trükk az, hogy egy CCR-t használva juttatjuk az áramot a kaszkód anódjára. Csak 15 V kell a működéséhez. Ezután tegyen egy ellenállást párhuzamosan a CCR-rel a terhelés beállításához. Az ellenállás értéke beállítható úgy, hogy a fokozatról a legjobb harmonikus karakterisztikát biztosítsa anélkül, hogy megváltoztatná a szükséges lanódfeszültséget vagy B+ feszültséget, kivéve, ha az ellenállás olyan kicsi, hogy észrevehető egyenáram folyik rajta. Ebben az esetben a CCR redundáns. Kísérletezés közben használhat egy potmétert lehet használni a beállításhoz, majd az fix értékű ellenállásra cserélhető. Ebben az esetben az anód ellenállás értéke lesz a kaszkód kimeneti impedanciája;
4/ Söntszabályozó áramellátása
Ha feszültségszabályozásra van szükség – és ez kiváló módja lehet az ultra nagy felbontású, kis jelű fokozatok, például a fono fokozatok megvalósításának –, akkor ennek vitathatatlanul a legjobb módja a sönt szabályozás. A 11. ábra mutatja a WE 416C MKII RIAA korrektorhoz általam létrehozott fokozat specifikus söntszabályozók topológiáját.

A sönt útvonalat a pontozott szaggatott hurok mutatja, és ismét a CCR teljesen elszigeteli a sönt útvonalat a tápegységtől. Mivel ez egy kompromisszummentes kialakítás, negatív tápot használtam, hogy lehetővé tegyem, hogy a sönttrióda közvetlenül a fonófokozatú tápláláson keresztül legyen, és semmi a katódáramkörben. Jegyzet:ebben az esetben a söntszabályozó a jelútban van, ennek az a következménye, hogy minden egyes szakaszhoz egyedi söntszabályozót kell használni a söntszabályozás felbontásbeli előnyeinek kihasználásához. Azt tapasztaltam, hogy a WE 416 phono fokozatban az átblokkoló kondenzátorok hatása nem hallható számomra (ki tudom kapcsolni azokat az áramkörben, hogy összehasonlítsam), ezért hallgatok a szabályozókra. Ez annak az előnye, hogy biztosítható, hogy a söntszabályzó-kialakítás megfeleljen az erősítő színpadi kialakításának, nem pedig egy általános kialakítás. Megismételni,

KÖVETKEZTETÉS

Ennek megírásával az a szándékom, hogy szemléltessem a szilárdtest-eszközök átgondolt alkalmazásának lehetőségét a vákuumcsövek hangzásbeli szépségének teljesebb megvalósítására, mint az ilyen eszközök nélkül lehetséges. Figyelemre méltó, hogy a Western Electric egy CCR használatát tervezte (talán létrehozta) a PSU áramellátásában egy parafeed, SE kimenő fokozathoz, és most könnyen kísérletezhetünk ezzel a koncepcióval. Remélem, ösztönzőnek és alkalmazhatónak találja a cikkben megfogalmazott gondolatokat. Nagy rajongója vagyok a kísérletezésnek, igazán jó móka, ezért arra biztatlak, hogy játssz!

Köszönöm a figyelmet.
Richard Sears, 2010. április